MOSFET開關(guān)損耗
1 開通過程中MOSFET開關(guān)損耗
功率MOSFET的柵極電荷特性如圖1所示。值得注意的是：下面的開通過程對應著BUCK變換器上管的開通狀態(tài)，對于下管是0電壓開通，因此開關(guān)損耗很小，可以忽略不計。

圖1 MOSFET開關(guān)過程中柵極電荷特性

開通過程中，從t0時刻起，柵源極間電容開始充電，柵電壓開始上升，柵極電壓為

其中：，VGS為PWM柵極驅(qū)動器的輸出電壓，Ron為PWM柵極驅(qū)動器內(nèi)部串聯(lián)導通電阻，Ciss為MOSFET輸入電容，Rg為MOSFET的柵極電阻。

VGS電壓從0增加到開啟閾值電壓VTH前，漏極沒有電流流過，時間t1為

VGS電壓從VTH增加到米勒平臺電壓VGP的時間t2為

VGS處于米勒平臺的時間t3為

t3也可以用下面公式計算：

注意到了米勒平臺后，漏極電流達到系統(tǒng)*大電流ID，就保持在電路決定的恒定*大值ID，漏極電壓開始下降，MOSFET固有的轉(zhuǎn)移特性使柵極電壓和漏極電流保持比例的關(guān)系，漏極電流恒定，因此柵極電壓也保持恒定，這樣柵極電壓不變，柵源極間的電容不再流過電流，驅(qū)動的電流全部流過米勒電容。過了米勒平臺后，MOSFET完全導通，柵極電壓和漏極電流不再受轉(zhuǎn)移特性的約束，就繼續(xù)地增大，直到等于驅(qū)動電路的電源的電壓。

MOSFET開通損耗主要發(fā)生在t2和t3時間段。下面以一個具體的實例計算。輸入電壓12V，輸出電壓3.3V/6A，開關(guān)頻率350kHz，PWM柵極驅(qū)動器電壓為5V，導通電阻1.5Ω，關(guān)斷的下拉電阻為0.5Ω，所用的MOSFET為AO4468，具體參數(shù)為Ciss=955pF，Coss=145pF，Crss=112pF，Rg=0.5Ω；當VGS=4.5V，Qg=9nC；當VGS=10V，Qg=17nC，Qgd=4.7nC，Qgs=3.4nC；當VGS=5V且ID=11.6A，跨導gFS=19S；當VDS=VGS且ID=250μA，VTH=2V；當VGS=4.5V且ID=10A，RDS(ON)=17.4mΩ。

開通時米勒平臺電壓VGP：

計算可以得到電感L=4.7μH.，滿載時電感的峰峰電流為1.454A，電感的谷點電流為5.273A，峰值電流為6.727A，所以，開通時米勒平臺電壓VGP=2+5.273/19=2.278V，可以計算得到：

開通過程中產(chǎn)生開關(guān)損耗為

開通過程中，Crss和米勒平臺時間t3成正比，計算可以得出米勒平臺所占開通損耗比例為84%，因此米勒電容Crss及所對應的Qgd在MOSFET的開關(guān)損耗中起主導作用。Ciss=Crss+Cgs，Ciss所對應電荷為Qg。對于兩個不同的MOSFET，兩個不同的開關(guān)管，即使A管的Qg和Ciss小于B管的，但如果A管的Crss比B管的大得多時，A管的開關(guān)損耗就有可能大于B管。因此在實際選取MOSFET時，需要優(yōu)先考慮米勒電容Crss的值。

減小驅(qū)動電阻可以同時降低t3和t2，從而降低開關(guān)損耗，但是過高的開關(guān)速度會引起EMI的問題。提高柵驅(qū)動電壓也可以降低t3時間。降低米勒電壓，也就是降低閾值開啟電壓，提高跨導，也可以降低t3時間從而降低開關(guān)損耗。但過低的閾值開啟會使MOSFET容易受到干擾誤導通，增大跨導將增加工藝復雜程度和成本。

2 關(guān)斷過程中MOSFET開關(guān)損耗
關(guān)斷的過程如圖1所示，分析和上面的過程相同，需注意的就是此時要用PWM驅(qū)動器內(nèi)部的下拉電阻0.5Ω和Rg串聯(lián)計算，同時電流要用*大電流即峰值電流6.727A來計算關(guān)斷的米勒平臺電壓及相關(guān)的時間值：VGP=2+6.727/19=2.354V。

關(guān)斷過程中產(chǎn)生開關(guān)損耗為：

Crss一定時，Ciss越大，除了對開關(guān)損耗有一定的影響，還會影響開通和關(guān)斷的延時時間，開通延時為圖1中的t1和t2，圖2中的t8和t9。

圖2 斷續(xù)模式工作波形

Coss產(chǎn)生開關(guān)損耗與對開關(guān)過程的影響
1 Coss產(chǎn)生的開關(guān)損耗
通常，在MOSFET關(guān)斷的過程中，Coss充電，能量將儲存在其中。Coss同時也影響MOSFET關(guān)斷過程中的電壓的上升率dVDS/dt，Coss越大，dVDS/dt就越小，這樣引起的EMI就越小。反之，Coss越小，dVDS/dt就越大，就越容易產(chǎn)生EMI的問題。

但是，在硬開關(guān)的過程中，Coss又不能太大，因為Coss儲存的能量將在MOSFET開通的過程中，放電釋放能量，將產(chǎn)生更多的功耗降低系統(tǒng)的整體效率，同時在開通過程中，產(chǎn)生大的電流尖峰。

開通過程中大的電流尖峰產(chǎn)生大的電流應力，瞬態(tài)過程中有可能損壞MOSFET，同時還會產(chǎn)生電流干擾，帶來EMI的問題；另外，大的開通電流尖峰也會給峰值電流模式的PWM控制器帶來電流檢測的問題，需要更大的前沿消隱時間，防止電流誤檢測，從而降低了系統(tǒng)能夠工作的*小占空比值。
Coss產(chǎn)生的損耗為：

對于BUCK變換器，工作在連續(xù)模式時，開通時MOSFET的電壓為輸入電源電壓。當工作在斷續(xù)模式時，由于輸出電感以輸出電壓為中心振蕩，Coss電壓值為開通瞬態(tài)時MOSFET的兩端電壓值，如圖2所示。

2 Coss對開關(guān)過程的影響
圖1中VDS的電壓波形是基于理想狀態(tài)下，用工程簡化方式來分析的。由于Coss存在，實際的開關(guān)過程中的電壓和電流波形與圖1波形會有一些差異，如圖3所示。下面以關(guān)斷過程為例說明?；诶硐霠顟B(tài)下，以工程簡化方式，認為VDS在t7時間段內(nèi)線性地從*小值上升到輸入電壓，電流在t8時間段內(nèi)線性地從*大值下降到0。

圖3 MOSFET開關(guān)過程中實際波形

實際過程中，由于Coss影響，大部分電流從MOSFET中流過，流過Coss的非常小，甚至可以忽略不計，因此Coss的充電速度非常慢，電流VDS上升的速率也非常慢。也可以這樣理解：正是因為Coss的存在，在關(guān)斷的過程中，由于電容電壓不能突變，因此VDS的電壓一直維持在較低的電壓，可以認為是ZVS，即0電壓關(guān)斷，功率損耗很小。

同樣的，在開通的過程中，由于Coss的存在，電容電壓不能突變，因此VDS的電壓一直維持在較高的電壓，實際的功率損耗很大。

在理想狀態(tài)的工程簡化方式下，開通損耗和關(guān)斷損耗基本相同，見圖1中的陰影部分。而實際的狀態(tài)下，關(guān)斷損耗很小而開通損耗很大，見圖3中的陰影部分。

從上面的分析可以看出：在實際的狀態(tài)下，Coss將絕大部分的關(guān)斷損耗轉(zhuǎn)移到開通損耗中，但是總的開關(guān)功率損耗基本相同。圖4波形可以看到，關(guān)斷時，VDS的電壓在米勒平臺起始時，電壓上升速度非常慢，在米勒平臺快結(jié)束時開始快速上升。

圖4 非連續(xù)模式開關(guān)過程中波形

Coss越大或在DS極額外的并聯(lián)更大的電容，關(guān)斷時MOSFET越接近理想的ZVS，關(guān)斷功率損耗越小，那么更多能量通過Coss轉(zhuǎn)移到開通損耗中。為了使MOSFET整個開關(guān)周期都工作于ZVS，必須利用外部的條件和電路特性，實現(xiàn)其在開通過程的ZVS。如同步BUCK電路下側(cè)續(xù)流管，由于其寄生的二極管或并聯(lián)的肖特基二極管先導通，然后續(xù)流的同步MOSFET才導通，因此同步MOSFET是0電壓導通ZVS，而其關(guān)斷是自然的0電壓關(guān)斷ZVS，因此同步MOSFET在整個開關(guān)周期是0電壓的開關(guān)ZVS，開關(guān)損耗非常小，幾乎可以忽略不計，所以同步MOSFET只有RDS(ON)所產(chǎn)生的導通損耗，選取時只需要考慮RDS（ON）而不需要考慮Crss的值。

注意到圖1是基于連續(xù)電流模式下所得到的波形，對于非連續(xù)模式，由于開通前的電流為0，所以，除了Coss放電產(chǎn)生的功耗外，沒有開關(guān)的損耗，即非連續(xù)模式下開通損耗為0。但在實際的檢測中，非連續(xù)模式下仍然可以看到VGS有米勒平臺，這主要是由于Coss的放電電流產(chǎn)生的。Coss放電快，持續(xù)的時間短，這樣電流迅速降低，由于VGS和ID的受轉(zhuǎn)移特性的約束，所以當電流突然降低時，VGS也會降低，VGS波形前沿的米勒平臺處產(chǎn)生一個下降的凹坑，并伴隨著振蕩。

希望看到這里大家都能深入理解功率MOSFET的開關(guān)損耗。

MOSFET開關(guān)損耗
1 開通過程中MOSFET開關(guān)損耗
功率MOSFET的柵極電荷特性如圖1所示。值得注意的是：下面的開通過程對應著BUCK變換器上管的開通狀態(tài)，對于下管是0電壓開通，因此開關(guān)損耗很小，可以忽略不計。

圖1 MOSFET開關(guān)過程中柵極電荷特性

開通過程中，從t0時刻起，柵源極間電容開始充電，柵電壓開始上升，柵極電壓為

其中：，VGS為PWM柵極驅(qū)動器的輸出電壓，Ron為PWM柵極驅(qū)動器內(nèi)部串聯(lián)導通電阻，Ciss為MOSFET輸入電容，Rg為MOSFET的柵極電阻。

VGS電壓從0增加到開啟閾值電壓VTH前，漏極沒有電流流過，時間t1為

VGS電壓從VTH增加到米勒平臺電壓VGP的時間t2為

VGS處于米勒平臺的時間t3為

t3也可以用下面公式計算：

注意到了米勒平臺后，漏極電流達到系統(tǒng)*大電流ID，就保持在電路決定的恒定*大值ID，漏極電壓開始下降，MOSFET固有的轉(zhuǎn)移特性使柵極電壓和漏極電流保持比例的關(guān)系，漏極電流恒定，因此柵極電壓也保持恒定，這樣柵極電壓不變，柵源極間的電容不再流過電流，驅(qū)動的電流全部流過米勒電容。過了米勒平臺后，MOSFET完全導通，柵極電壓和漏極電流不再受轉(zhuǎn)移特性的約束，就繼續(xù)地增大，直到等于驅(qū)動電路的電源的電壓。

MOSFET開通損耗主要發(fā)生在t2和t3時間段。下面以一個具體的實例計算。輸入電壓12V，輸出電壓3.3V/6A，開關(guān)頻率350kHz，PWM柵極驅(qū)動器電壓為5V，導通電阻1.5Ω，關(guān)斷的下拉電阻為0.5Ω，所用的MOSFET為AO4468，具體參數(shù)為Ciss=955pF，Coss=145pF，Crss=112pF，Rg=0.5Ω；當VGS=4.5V，Qg=9nC；當VGS=10V，Qg=17nC，Qgd=4.7nC，Qgs=3.4nC；當VGS=5V且ID=11.6A，跨導gFS=19S；當VDS=VGS且ID=250μA，VTH=2V；當VGS=4.5V且ID=10A，RDS(ON)=17.4mΩ。

開通時米勒平臺電壓VGP：

計算可以得到電感L=4.7μH.，滿載時電感的峰峰電流為1.454A，電感的谷點電流為5.273A，峰值電流為6.727A，所以，開通時米勒平臺電壓VGP=2+5.273/19=2.278V，可以計算得到：

開通過程中產(chǎn)生開關(guān)損耗為

開通過程中，Crss和米勒平臺時間t3成正比，計算可以得出米勒平臺所占開通損耗比例為84%，因此米勒電容Crss及所對應的Qgd在MOSFET的開關(guān)損耗中起主導作用。Ciss=Crss+Cgs，Ciss所對應電荷為Qg。對于兩個不同的MOSFET，兩個不同的開關(guān)管，即使A管的Qg和Ciss小于B管的，但如果A管的Crss比B管的大得多時，A管的開關(guān)損耗就有可能大于B管。因此在實際選取MOSFET時，需要優(yōu)先考慮米勒電容Crss的值。

減小驅(qū)動電阻可以同時降低t3和t2，從而降低開關(guān)損耗，但是過高的開關(guān)速度會引起EMI的問題。提高柵驅(qū)動電壓也可以降低t3時間。降低米勒電壓，也就是降低閾值開啟電壓，提高跨導，也可以降低t3時間從而降低開關(guān)損耗。但過低的閾值開啟會使MOSFET容易受到干擾誤導通，增大跨導將增加工藝復雜程度和成本。

2 關(guān)斷過程中MOSFET開關(guān)損耗
關(guān)斷的過程如圖1所示，分析和上面的過程相同，需注意的就是此時要用PWM驅(qū)動器內(nèi)部的下拉電阻0.5Ω和Rg串聯(lián)計算，同時電流要用*大電流即峰值電流6.727A來計算關(guān)斷的米勒平臺電壓及相關(guān)的時間值：VGP=2+6.727/19=2.354V。

關(guān)斷過程中產(chǎn)生開關(guān)損耗為：

Crss一定時，Ciss越大，除了對開關(guān)損耗有一定的影響，還會影響開通和關(guān)斷的延時時間，開通延時為圖1中的t1和t2，圖2中的t8和t9。

圖2 斷續(xù)模式工作波形

Coss產(chǎn)生開關(guān)損耗與對開關(guān)過程的影響
1 Coss產(chǎn)生的開關(guān)損耗
通常，在MOSFET關(guān)斷的過程中，Coss充電，能量將儲存在其中。Coss同時也影響MOSFET關(guān)斷過程中的電壓的上升率dVDS/dt，Coss越大，dVDS/dt就越小，這樣引起的EMI就越小。反之，Coss越小，dVDS/dt就越大，就越容易產(chǎn)生EMI的問題。

但是，在硬開關(guān)的過程中，Coss又不能太大，因為Coss儲存的能量將在MOSFET開通的過程中，放電釋放能量，將產(chǎn)生更多的功耗降低系統(tǒng)的整體效率，同時在開通過程中，產(chǎn)生大的電流尖峰。

開通過程中大的電流尖峰產(chǎn)生大的電流應力，瞬態(tài)過程中有可能損壞MOSFET，同時還會產(chǎn)生電流干擾，帶來EMI的問題；另外，大的開通電流尖峰也會給峰值電流模式的PWM控制器帶來電流檢測的問題，需要更大的前沿消隱時間，防止電流誤檢測，從而降低了系統(tǒng)能夠工作的*小占空比值。
Coss產(chǎn)生的損耗為：

對于BUCK變換器，工作在連續(xù)模式時，開通時MOSFET的電壓為輸入電源電壓。當工作在斷續(xù)模式時，由于輸出電感以輸出電壓為中心振蕩，Coss電壓值為開通瞬態(tài)時MOSFET的兩端電壓值，如圖2所示。

2 Coss對開關(guān)過程的影響
圖1中VDS的電壓波形是基于理想狀態(tài)下，用工程簡化方式來分析的。由于Coss存在，實際的開關(guān)過程中的電壓和電流波形與圖1波形會有一些差異，如圖3所示。下面以關(guān)斷過程為例說明。基于理想狀態(tài)下，以工程簡化方式，認為VDS在t7時間段內(nèi)線性地從*小值上升到輸入電壓，電流在t8時間段內(nèi)線性地從*大值下降到0。

圖3 MOSFET開關(guān)過程中實際波形

實際過程中，由于Coss影響，大部分電流從MOSFET中流過，流過Coss的非常小，甚至可以忽略不計，因此Coss的充電速度非常慢，電流VDS上升的速率也非常慢。也可以這樣理解：正是因為Coss的存在，在關(guān)斷的過程中，由于電容電壓不能突變，因此VDS的電壓一直維持在較低的電壓，可以認為是ZVS，即0電壓關(guān)斷，功率損耗很小。

同樣的，在開通的過程中，由于Coss的存在，電容電壓不能突變，因此VDS的電壓一直維持在較高的電壓，實際的功率損耗很大。

在理想狀態(tài)的工程簡化方式下，開通損耗和關(guān)斷損耗基本相同，見圖1中的陰影部分。而實際的狀態(tài)下，關(guān)斷損耗很小而開通損耗很大，見圖3中的陰影部分。

從上面的分析可以看出：在實際的狀態(tài)下，Coss將絕大部分的關(guān)斷損耗轉(zhuǎn)移到開通損耗中，但是總的開關(guān)功率損耗基本相同。圖4波形可以看到，關(guān)斷時，VDS的電壓在米勒平臺起始時，電壓上升速度非常慢，在米勒平臺快結(jié)束時開始快速上升。

圖4 非連續(xù)模式開關(guān)過程中波形

Coss越大或在DS極額外的并聯(lián)更大的電容，關(guān)斷時MOSFET越接近理想的ZVS，關(guān)斷功率損耗越小，那么更多能量通過Coss轉(zhuǎn)移到開通損耗中。為了使MOSFET整個開關(guān)周期都工作于ZVS，必須利用外部的條件和電路特性，實現(xiàn)其在開通過程的ZVS。如同步BUCK電路下側(cè)續(xù)流管，由于其寄生的二極管或并聯(lián)的肖特基二極管先導通，然后續(xù)流的同步MOSFET才導通，因此同步MOSFET是0電壓導通ZVS，而其關(guān)斷是自然的0電壓關(guān)斷ZVS，因此同步MOSFET在整個開關(guān)周期是0電壓的開關(guān)ZVS，開關(guān)損耗非常小，幾乎可以忽略不計，所以同步MOSFET只有RDS(ON)所產(chǎn)生的導通損耗，選取時只需要考慮RDS（ON）而不需要考慮Crss的值。

注意到圖1是基于連續(xù)電流模式下所得到的波形，對于非連續(xù)模式，由于開通前的電流為0，所以，除了Coss放電產(chǎn)生的功耗外，沒有開關(guān)的損耗，即非連續(xù)模式下開通損耗為0。但在實際的檢測中，非連續(xù)模式下仍然可以看到VGS有米勒平臺，這主要是由于Coss的放電電流產(chǎn)生的。Coss放電快，持續(xù)的時間短，這樣電流迅速降低，由于VGS和ID的受轉(zhuǎn)移特性的約束，所以當電流突然降低時，VGS也會降低，VGS波形前沿的米勒平臺處產(chǎn)生一個下降的凹坑，并伴隨著振蕩。

希望看到這里做照明驅(qū)動的朋友都希望自己做的驅(qū)動板能達到很高的效率，除開驅(qū)動芯片本身的損耗如果加深對MOS管開關(guān)的損耗做適當?shù)碾娐氛{(diào)整我想多多少少也是可以擠出一部分效率來的哦。
以下內(nèi)容詳細分析計算開關(guān)損耗，并論述實際狀態(tài)下功率MOSFET的開通過程和自然零電壓關(guān)斷的過程，從而使電子工程師知道哪個參數(shù)起主導作用并更加深入理解MOSFET。對提升產(chǎn)品性能應該有所幫助。

MOSFET開關(guān)損耗
1 開通過程中MOSFET開關(guān)損耗
功率MOSFET的柵極電荷特性如圖1所示。值得注意的是：下面的開通過程對應著BUCK變換器上管的開通狀態(tài)，對于下管是0電壓開通，因此開關(guān)損耗很小，可以忽略不計。

圖1 MOSFET開關(guān)過程中柵極電荷特性

開通過程中，從t0時刻起，柵源極間電容開始充電，柵電壓開始上升，柵極電壓為

其中：，VGS為PWM柵極驅(qū)動器的輸出電壓，Ron為PWM柵極驅(qū)動器內(nèi)部串聯(lián)導通電阻，Ciss為MOSFET輸入電容，Rg為MOSFET的柵極電阻。

VGS電壓從0增加到開啟閾值電壓VTH前，漏極沒有電流流過，時間t1為

VGS電壓從VTH增加到米勒平臺電壓VGP的時間t2為

VGS處于米勒平臺的時間t3為

t3也可以用下面公式計算：

注意到了米勒平臺后，漏極電流達到系統(tǒng)*大電流ID，就保持在電路決定的恒定*大值ID，漏極電壓開始下降，MOSFET固有的轉(zhuǎn)移特性使柵極電壓和漏極電流保持比例的關(guān)系，漏極電流恒定，因此柵極電壓也保持恒定，這樣柵極電壓不變，柵源極間的電容不再流過電流，驅(qū)動的電流全部流過米勒電容。過了米勒平臺后，MOSFET完全導通，柵極電壓和漏極電流不再受轉(zhuǎn)移特性的約束，就繼續(xù)地增大，直到等于驅(qū)動電路的電源的電壓。

MOSFET開通損耗主要發(fā)生在t2和t3時間段。下面以一個具體的實例計算。輸入電壓12V，輸出電壓3.3V/6A，開關(guān)頻率350kHz，PWM柵極驅(qū)動器電壓為5V，導通電阻1.5Ω，關(guān)斷的下拉電阻為0.5Ω，所用的MOSFET為AO4468，具體參數(shù)為Ciss=955pF，Coss=145pF，Crss=112pF，Rg=0.5Ω；當VGS=4.5V，Qg=9nC；當VGS=10V，Qg=17nC，Qgd=4.7nC，Qgs=3.4nC；當VGS=5V且ID=11.6A，跨導gFS=19S；當VDS=VGS且ID=250μA，VTH=2V；當VGS=4.5V且ID=10A，RDS(ON)=17.4mΩ。

開通時米勒平臺電壓VGP：

計算可以得到電感L=4.7μH.，滿載時電感的峰峰電流為1.454A，電感的谷點電流為5.273A，峰值電流為6.727A，所以，開通時米勒平臺電壓VGP=2+5.273/19=2.278V，可以計算得到：

開通過程中產(chǎn)生開關(guān)損耗為

開通過程中，Crss和米勒平臺時間t3成正比，計算可以得出米勒平臺所占開通損耗比例為84%，因此米勒電容Crss及所對應的Qgd在MOSFET的開關(guān)損耗中起主導作用。Ciss=Crss+Cgs，Ciss所對應電荷為Qg。對于兩個不同的MOSFET，兩個不同的開關(guān)管，即使A管的Qg和Ciss小于B管的，但如果A管的Crss比B管的大得多時，A管的開關(guān)損耗就有可能大于B管。因此在實際選取MOSFET時，需要優(yōu)先考慮米勒電容Crss的值。

減小驅(qū)動電阻可以同時降低t3和t2，從而降低開關(guān)損耗，但是過高的開關(guān)速度會引起EMI的問題。提高柵驅(qū)動電壓也可以降低t3時間。降低米勒電壓，也就是降低閾值開啟電壓，提高跨導，也可以降低t3時間從而降低開關(guān)損耗。但過低的閾值開啟會使MOSFET容易受到干擾誤導通，增大跨導將增加工藝復雜程度和成本。

2 關(guān)斷過程中MOSFET開關(guān)損耗
關(guān)斷的過程如圖1所示，分析和上面的過程相同，需注意的就是此時要用PWM驅(qū)動器內(nèi)部的下拉電阻0.5Ω和Rg串聯(lián)計算，同時電流要用*大電流即峰值電流6.727A來計算關(guān)斷的米勒平臺電壓及相關(guān)的時間值：VGP=2+6.727/19=2.354V。

關(guān)斷過程中產(chǎn)生開關(guān)損耗為：

Crss一定時，Ciss越大，除了對開關(guān)損耗有一定的影響，還會影響開通和關(guān)斷的延時時間，開通延時為圖1中的t1和t2，圖2中的t8和t9。

圖2 斷續(xù)模式工作波形

Coss產(chǎn)生開關(guān)損耗與對開關(guān)過程的影響
1 Coss產(chǎn)生的開關(guān)損耗
通常，在MOSFET關(guān)斷的過程中，Coss充電，能量將儲存在其中。Coss同時也影響MOSFET關(guān)斷過程中的電壓的上升率dVDS/dt，Coss越大，dVDS/dt就越小，這樣引起的EMI就越小。反之，Coss越小，dVDS/dt就越大，就越容易產(chǎn)生EMI的問題。

但是，在硬開關(guān)的過程中，Coss又不能太大，因為Coss儲存的能量將在MOSFET開通的過程中，放電釋放能量，將產(chǎn)生更多的功耗降低系統(tǒng)的整體效率，同時在開通過程中，產(chǎn)生大的電流尖峰。

開通過程中大的電流尖峰產(chǎn)生大的電流應力，瞬態(tài)過程中有可能損壞MOSFET，同時還會產(chǎn)生電流干擾，帶來EMI的問題；另外，大的開通電流尖峰也會給峰值電流模式的PWM控制器帶來電流檢測的問題，需要更大的前沿消隱時間，防止電流誤檢測，從而降低了系統(tǒng)能夠工作的*小占空比值。
Coss產(chǎn)生的損耗為：

對于BUCK變換器，工作在連續(xù)模式時，開通時MOSFET的電壓為輸入電源電壓。當工作在斷續(xù)模式時，由于輸出電感以輸出電壓為中心振蕩，Coss電壓值為開通瞬態(tài)時MOSFET的兩端電壓值，如圖2所示。

2 Coss對開關(guān)過程的影響
圖1中VDS的電壓波形是基于理想狀態(tài)下，用工程簡化方式來分析的。由于Coss存在，實際的開關(guān)過程中的電壓和電流波形與圖1波形會有一些差異，如圖3所示。下面以關(guān)斷過程為例說明?；诶硐霠顟B(tài)下，以工程簡化方式，認為VDS在t7時間段內(nèi)線性地從*小值上升到輸入電壓，電流在t8時間段內(nèi)線性地從*大值下降到0。

圖3 MOSFET開關(guān)過程中實際波形

實際過程中，由于Coss影響，大部分電流從MOSFET中流過，流過Coss的非常小，甚至可以忽略不計，因此Coss的充電速度非常慢，電流VDS上升的速率也非常慢。也可以這樣理解：正是因為Coss的存在，在關(guān)斷的過程中，由于電容電壓不能突變，因此VDS的電壓一直維持在較低的電壓，可以認為是ZVS，即0電壓關(guān)斷，功率損耗很小。

同樣的，在開通的過程中，由于Coss的存在，電容電壓不能突變，因此VDS的電壓一直維持在較高的電壓，實際的功率損耗很大。

在理想狀態(tài)的工程簡化方式下，開通損耗和關(guān)斷損耗基本相同，見圖1中的陰影部分。而實際的狀態(tài)下，關(guān)斷損耗很小而開通損耗很大，見圖3中的陰影部分。

從上面的分析可以看出：在實際的狀態(tài)下，Coss將絕大部分的關(guān)斷損耗轉(zhuǎn)移到開通損耗中，但是總的開關(guān)功率損耗基本相同。圖4波形可以看到，關(guān)斷時，VDS的電壓在米勒平臺起始時，電壓上升速度非常慢，在米勒平臺快結(jié)束時開始快速上升。

圖4 非連續(xù)模式開關(guān)過程中波形

Coss越大或在DS極額外的并聯(lián)更大的電容，關(guān)斷時MOSFET越接近理想的ZVS，關(guān)斷功率損耗越小，那么更多能量通過Coss轉(zhuǎn)移到開通損耗中。為了使MOSFET整個開關(guān)周期都工作于ZVS，必須利用外部的條件和電路特性，實現(xiàn)其在開通過程的ZVS。如同步BUCK電路下側(cè)續(xù)流管，由于其寄生的二極管或并聯(lián)的肖特基二極管先導通，然后續(xù)流的同步MOSFET才導通，因此同步MOSFET是0電壓導通ZVS，而其關(guān)斷是自然的0電壓關(guān)斷ZVS，因此同步MOSFET在整個開關(guān)周期是0電壓的開關(guān)ZVS，開關(guān)損耗非常小，幾乎可以忽略不計，所以同步MOSFET只有RDS(ON)所產(chǎn)生的導通損耗，選取時只需要考慮RDS（ON）而不需要考慮Crss的值。

注意到圖1是基于連續(xù)電流模式下所得到的波形，對于非連續(xù)模式，由于開通前的電流為0，所以，除了Coss放電產(chǎn)生的功耗外，沒有開關(guān)的損耗，即非連續(xù)模式下開通損耗為0。但在實際的檢測中，非連續(xù)模式下仍然可以看到VGS有米勒平臺，這主要是由于Coss的放電電流產(chǎn)生的。Coss放電快，持續(xù)的時間短，這樣電流迅速降低，由于VGS和ID的受轉(zhuǎn)移特性的約束，所以當電流突然降低時，VGS也會降低，VGS波形前沿的米勒平臺處產(chǎn)生一個下降的凹坑，并伴隨著振蕩。

希望看到這里使用功率MOSFET管中的開關(guān)損耗詳解大家都能深入理解功率MOSFET的開關(guān)損耗。

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